Razvoj referenčnega oscilatorja za sinhronizacijo podsistemov pospeševalnikov delcev

(1)

Univerza v Ljubljani Fakulteta za elektrotehniko

Matjaž Jug

Razvoj referenčnega oscilatorja za sinhronizacijo podsistemov

pospeševalnikov delcev

Diplomsko delo

Visokošolski strokovni študijski program prve stopnje Aplikativna elektrotehnika

Mentor: doc. dr. Matija Pirc

Ljubljana, 2021

(2)

(3)

Zahvala

Najprej bi se rad zahvalil podjetju Instrumentation Technologies d.o.o. za priložnost uporabe tekočega projekta v namen pisanja diplomske naloge.

Posebej bi se rad zahvalil mentorju študentskega dela in vodji razvojnega oddelka strojne opreme mag. el. Borutu Repiču za vso pomoč, ki sem jo prejel v treh letih dela.

Zahvala gre tudi vsem ostalim, ki so bili vključeni v projekt razvoja instrumenta RMO-DDS.

Hvala tudi mentorju na fakulteti doc. dr. Matiji Pircu za pomoč in nasvete pri pisanju diplomske naloge ter za hitro odzivnost.

Posebna zahvala gre družini, ki mi je omogočila študij ter me je v vseh letih šolanja podpirala in spodbujala.

(4)

(5)

5

Povzetek

Z izgradnjo novih sinhrotronskih pospeševalnikov četrte generacije se gradijo tudi potrebe po čedalje bolj natančni sinhronizaciji krmiljenja pospeševalnih enot. Za zagotavljanje teh je potrebna časovna sinhronizacija celotne dolžine pospeševalnika z napako, ki pogosto ne sme presegati časa nekaj deset femtosekund.

Diplomsko delo predstavlja razvoj novega referenčnega oscilatorja, ki nadgrajuje funkcionalnost obstoječega sistema. Zasnova novega instrumenta temelji na uporabi temperaturno stabiliziranega kristalnega oscilatorja in tehnologiji direktne digitalne sinteze signalov.

Z odpravljenimi problemi proizvodnje, dodanimi novimi funkcijami in primerljivim faznim šumom lahko novi instrument konkurira izdelkom vodilnih proizvajalcev v industriji. Potencialno lahko služi tudi kot osnova za razvoj produkta, ki bi bil primeren za prodajo na širšem trgu.

Ključne besede: pospeševalniki delcev, fazni šum, oscilator, direktna digitalna sinteza

(6)

(7)

7

Abstract

With the construction of new fourth-generation synchrotron accelerators the need for increasingly precise beam control and regulation systems is also being built.

In order for those to work the entire length of the accelerator has to be synchronised with a timing error often as low as only a few tens of femtoseconds.

The thesis describes the development of a new reference oscillator with a goal of extending the functionality of the previous system. The design of the new instrument is based on the use of an oven controlled crystal oscillator and direct digital synthesis to generate required signals.

With the production issues fixed and new features added the instrument has also been able to retain good performance. This puts it on par with products from industry's leading manufacturers. The instrument could serve as a basis for further development of products more suited for a wider market.

Key words: particle accelerators, phase noise, oscillator, direct digital synthesis

(8)

(9)

9

Vsebina

1 Uvod 15

2 Teoretično ozadje 17

2.1 Lastnosti oscilatorjev ... 17

2.2 Direktna digitalna sinteza ... 20

2.3 Časovna sinhronizacija pospeševalnikov delcev ... 23

3 Razvoj referenčnega oscilatorja na osnovi DDS 25 3.1 Obstoječa rešitev in motiv za ponovni razvoj ... 25

3.2 Idejna zasnova novega instrumenta ... 26

3.2 Množilno vezje oscilatorja ... 27

3.2.1 Temperaturno stabiliziran oscilator ... 28

3.2.2 Fazno sklenjena zanka ... 28

3.2.3 RF množilna veriga ... 29

3.2.4 Napajalni del ... 31

3.2.5 Zgradba tiskanega vezja ... 33

3.2.6 Zasnova tiskanega vezja ... 34

3.3 Kontrolno vezje z DDS ... 35

3.3.1 Integrirano vezje DDS ... 35

3.3.2 Mikrokrmilnik STM32 ... 37

3.3.3 Povezljivost ... 38

3.3.4 Prožilni vhod ... 39

3.3.5 Napajalni del ... 40

3.3.6 Zasnova tiskanega vezja ... 41

3.4 Izhodna stopnja ... 42

3.5 Razvoj mehanike in ohišja ... 44

(10)

10 Vsebina

4 Programski vmesnik 45

4.1 Programiranje mikrokrmilnika ... 45

4.1.1 Krmiljenje DDS integriranega vezja ... 46

4.1.2 Krmiljenje ostale periferije ... 46

4.2 Uporabniški vmesnik ... 47

5 Testiranje in meritve 49 5.1 Meritve množilnega vezja oscilatorja ... 50

5.2 Meritve kontrolnega vezja z DDS ... 53

5.3 Meritve izhodnega vezja ... 55

5.4 Meritve celotnega instrumenta ... 57

5.5 Primerjava s konkurenčnimi izdelki ... 61

6 Zaključek 63

Literatura 65

(11)

11

Seznam uporabljenih simbolov

V zaključnem delu so uporabljene naslednje veličine in simboli:

Veličina / oznaka Enota

Ime Simbol Ime Simbol

električna napetost U volt V

električni tok I amper A

čas t sekunda s

frekvenca f Hertz Hz

Fazni šum

ℒ

decibel od nosilca

na Hertz

dBc/Hz

Fazno drhtenje σ

sekunda s

(12)

(13)

13

Uporabljene kratice

Kratica Pomen Prevod

RMO Reference Master Oscillator Glavni referenčni oscilator

SPS Samples Per Second Vzorci na sekundo

DDS Direct Digital Synthesis Direktna digitalna sinteza FEL Free Electron Laser Prosto elektronski laser OCXO Oven Controlled Crystal Oscillator Temperaturno stabiliziran

kristalni oscilator

PLL Phase Locked Loop Fazno sklenjena zanka

D/A Digital to Analog Digitalno analogni

(14)

(15)

15

1 Uvod

Sinhrotronski pospeševalniki četrte generacije zahtevajo izredno dobro časovno sinhronizacijo pospeševalnih enot. Za uspešno pospešitev morajo biti lege gruč elektronov usklajene z električnim poljem pospeševalnih radio-frekvenčnih (RF) votlin. Zaradi hitrosti, s katero gruče potujejo po pospeševalniku, bi lahko že majhen fazni zamik krmilnega signala vodil v veliko neskladje leg gruč z električnim poljem.

To bi v skrajnem primeru lahko privedlo celo do tega, da bi električno polje gruče upočasnilo, namesto da bi jih pospešilo.

Da do tega ne pride, skrbi poseben namenski sinhronizacijski sistem, katerega del je tudi glavni referenčni oscilator (ang. RMO – Reference Master Oscillator).

Njegova naloga je generiranje sinusnega RF signala, po katerem so sinhronizirane vse pospeševane enote. Ključni lastnosti takšnega oscilatorja sta predvsem stabilnost faze in frekvence signala, ki ga generira. Na to vpliva fazni šum, ki je lastnost vsakega realnega oscilatorja.

Podjetje Instrumentation Technologies d.o.o. je prvi tak instrument predstavilo pred približno desetimi leti. Instrument sicer daje odlične rezultate, vendar je njegova proizvodnja zamudna in posledično draga.

Z napredkom tehnologije v zadnjih nekaj letih so se razširili tudi načini, na katere je mogoče generirati nizko-šumne signale. Eden izmed takih načinov je uporaba direktne digitalne sinteze (DDS). Ta je omogočila razvoj novega instrumenta, ki omogoča večjo prilagodljivost, lažjo proizvodnjo in nižjo ceno.

(16)

(17)

17

2 Teoretično ozadje

2.1 Lastnosti oscilatorjev

Elektronski oscilatorji so dandanes nepogrešljiv del skoraj vseh elektronskih naprav. Najdemo jih v različnih napravah, na primer v ročnih urah, radijskih oddajnikih ipd. Vsaka naprava, ki za svoje delovanje potrebuje natančno predstavo o času, načeloma vsebuje oscilator.

Oscilator si lahko predstavljamo kot fazno sklenjeno zanko, sestavljeno iz ojačevalnika in ozko frekvenčno prepustnega elementa oziroma resonatorja (slika 2.1).

Kot resonator se lahko uporablja marsikaj, pogosta primera pa sta LC nihajni krog ali rezina kristala kvarca. Za stabilno delovanje oscilatorja morata biti izpolnjena Barkhausova pogoja, ki pravita, da mora biti ojačenje zanke enako 1, fazni zamik pa mora biti enak 360° [1].

Slika 2.1: Osnovna zgradba oscilatorja in pogoji za delovanje

Tako kot vsi idealni elementi tudi idealni oscilatorji zunaj teorije ne obstajajo.

Na frekvenco in kakovost izhodnega signala vpliva mnogo faktorjev, kot so pasovna širina resonatorja, temperaturne spremembe in staranje. Kakovost signala, ki ga oscilator generira, lahko opišemo z dvema lastnostma, ki ju imenujemo dolgoročna in kratkoročna stabilnost. Dolgoročna stabilnost nam pove, kako se signal spreminja v

(18)

18 2 Teoretično ozadje

dolgem časovnem intervalu ali s spremembo zunanjih vplivov, kratkoročno stabilnost pa definira fazni šum [1].

Če kot primer vzamemo idealni sinusni signal (gl. sliko 2.2), lahko vidimo, da je celotna moč signala združena v eni sami neskončno ozki črti pri frekvenci 𝑓₀. Takšen idealen signal ne vsebuje faznega šuma.

Slika 2.2: Spekter idealnega signala

Kot drugi primer si poglejmo spekter realnega signala, ki je prikazan na sliki 2.3.

Vidimo lahko, da je v tem primeru moč signala od osnovne frekvence 𝑓₀ razširjena še na obeh straneh spektra. Širina in amplituda te razporeditve nam definirata fazni šum signala

.

Slika 2.3: Spekter realnega signala z označenim odsekom faznega šuma

Fazni šum je torej definiran kot razmerje moči šuma v pasovni širini 1 Hz pri določenem odmiku (𝑓_𝑥− 𝑓₀) proti amplitudi signala pri osnovni frekvenci 𝑓₀ [2].

Označujemo ga s črko

ℒ

, podajamo pa v enotah dBc/Hz. Zaradi simetrije signala ga navadno merimo samo na eni strani nosilca. Tipično območje odmika, ki nas zanima pri sinhronizaciji pospeševalnikov, se razteza od 10 Hz do 10 MHz od frekvence nosilca. Fazni šum v območju odmika pod 10 oziroma 1 Hz je že del dolgoročne stabilnosti, območje nad 10 MHz pa že skorajda ni več del nosilca.

(19)

2.1 Lastnosti oscilatorjev 19

Z integracijo lahko fazni šum predstavimo tudi kot fazno drhtenje (ang. phase jitter) in ga lahko obravnavamo v enotah sekund ali radianov. Metoda za izračun RMS drhtenja v enotah sekund je predstavljena z enačbo (2.1) [3]. Oznaka ℒ(𝑓) predstavlja fazni šum v enotah dBc/Hz, 𝑓₀ frekvenco nosilca, 𝑓₁ in 𝑓₂ pa območje integracije šuma.

σ_𝑅𝑀𝑆 ≈ ¹

2𝜋𝑓₀√2 ∫ 10_𝑓^𝑓² ^ℒ¹⁰^(𝑓)𝑑𝑓

1 (2.1)

Fazno drhtenje je predvsem uporabno pri hitri in površni primerjavi različnih oscilatorjev, saj celotno krivuljo faznega šuma zajame v obliki ene same vrednosti.

Zavedati se je potrebno tudi, da enaka količina drhtenja pri signalu višje frekvence predstavlja višji delež celotne periode signala.

(20)

2.2 Direktna digitalna sinteza

Direktna digitalna sinteza je metoda generiranja analognih signalov z uporabo pretežno digitalnih gradnikov in D/A pretvornika. Metoda se v specialnih primerih uporablja že vse od sedemdesetih let prejšnjega stoletja, razcvet pa je doživela v zadnjih nekaj letih z razvojem hitrih in cenovno dostopnih D/A pretvornikov, ki lahko obratujejo s hitrostjo do nekaj GSPS [4]. Slednje je omogočilo uporabo DDS za generiranje nizko-šumnih RF signalov poljubne frekvence. Za ta namen se je do sedaj običajno uporabljala fazno sklenjena zanka, ki pa ima kar nekaj slabosti, ki jih uporaba DDS lahko reši [5].

Preprost sistem DDS z nastavljivo izhodno frekvenco lahko sestavimo iz štirih delov, kot prikazuje slika 2.4 [6].

Slika 2.4: Zgradba preprostega sistema DDS z nastavljivo izhodno frekvenco

Prvi sestavni del sistema predstavljata digitalni seštevalnik in fazni register. Skupaj sestavljata krožni števec, ki šteje od 0 do 2^𝑁, kjer N predstavlja bitno širino. Velikost koraka, ki ga dela števec, lahko nastavljamo z vhodno spremenljivko M. Delovanje števca je predstavljeno s sliko 2.5 [6].

Slika 2.5: Delovanje 4 bitnega faznega števca DDS

(21)

2.2 Direktna digitalna sinteza 21

Izhod števca nam predstavlja fazo generiranega signala, spremenljivka M pa nastavlja fazni korak in posledično izhodno frekvenco.

Izhod števca je nato speljan v pretvornik, ki izračuna vrednost sinusne funkcije iz podane vrednosti faze. Pretvornik je navadno zgrajen iz hitrega ROM pomnilnika, ki vsebuje izračunane vrednosti sinusa za vsako vhodno vrednost faze. Na izhodu pretvornika tako dobimo digitalni približek sinusnega signala, ki ga nato speljemo skozi D/A pretvornik. Zaradi omejitve frekvence urinega signala in bitne širine A/D pretvornika dobimo na njegovem izhodu stopničast približek sinusnega signala, ki poleg osnovne frekvence vsebuje še višje harmonike. Primer izhodnega spektra A/D pretvornika prikazuje slika 2.6 [7].

Slika 2.6: Poenostavljen spekter izhodnega signala A/D pretvornika DDS

Harmoniki se pojavijo na obeh straneh vsakega naravnega produkta vzorčne frekvence. Razdalja med vsakim harmonikom in njegovim najbližjim produktom vzorčne frekvence znaša natanko frekvenco generiranega signala 𝑓_𝑖𝑧ℎ. Harmoniki so naraven del vzorčnih sistemov in se jim zato ni mogoče izogniti, zaradi tega se na izhod D/A pretvornika DDS po navadi postavi nizko prepustno rekonstrukcijsko sito, ki prepusti le frekvence, ki so nižje od polovice vzorčne frekvence. Ta meja se imenuje Nyquistov limit in predstavlja najvišjo osnovno frekvenco, ki jo lahko generiramo z vzorčenim sistemom [7].

(22)

Odlična lastnost DDS je, da v izhodni signal vnaša precej malo dodatnega faznega šuma. Ker frekvenca izhodnega signala ne more presegati polovice referenčne frekvence, se po teoriji fazni šum celo zmanjša za najmanj 6 dB (enačba (2.2) [8]), časovno drhtenje pa ostane enako. Slika 2.7 [8] prikazuje preslikavo drhtenja iz referenčnega signala v izhodni signal DDS. V praksi se izkaže, da je enačba (2.2) dober približek le v primerih, kjer je fazni šum referenčnega signala bistveno višji od dodanega faznega šuma DDS.

Slika 2.7: Teoretična preslikava drhtenja iz vhoda DDS na izhod

ℒ

_𝑖𝑧ℎ

= ℒ

_𝑐𝑙𝑘

− 20 ∙ 𝑙𝑜𝑔

₁₀

(

^𝑓^𝑖𝑧ℎ

𝑓_𝑐𝑙𝑘

)

(2.2)

V primerjavi z uporabo fazno sklenjene zanke ima DDS pri generiranju signalov naslednje prednosti [5]:

– nastavljiva izhodna frekvenca vse od 0 Hz do Nyquistovega limita, – veliko višja ločljivost nastavljanja frekvence celo pod 1 μHz, – hitrejši odziv na spremembo frekvence,

– možnost modulacij PSK, FSK, ASK, itd., – lažja implementacija in uporaba,

– manj dodanega faznega šuma.

(23)

2.3 Časovna sinhronizacija pospeševalnikov delcev 23

2.3 Časovna sinhronizacija pospeševalnikov delcev

Eden izmed kritičnih pogojev za pravilno delovanje pospeševalnikov delcev je zagotavljanje natančne časovne sinhronizacije vseh podsistemov. Ta obsega vse od usklajevanja časovno načrtovanih dogodkov in beleženja časa pa do pospeševanja in regulacije žarka. Zaradi različnih časovnih zahtev teh sistemov je v praksi problem največkrat razdeljen na več delov. Sistemi, ki ne zahtevajo natančnosti pod eno nanosekundo, so po navadi sinhronizirani preko mrežnih kablov z raznimi časovnimi protokoli, kot sta NTP in PTP. Čedalje bolj se uveljavlja protokol White Rabbit, ki s kompenzacijo dolžin kablov in drugimi triki lahko dosega še boljše rezultate [9].

Čeprav ti načini zadostujejo za sinhronizacijo manj zahtevnih sistemov, pa so za krmiljenje samega pospeševanja gruč elektronov popolnoma neuporabni. Za pospeševanje teh gruč skrbi električno polje v RF votlinah (slika 2.8), razporejenih po celotni dolžini pospeševalnika. Za uspešno pospešitev mora biti lega gruče elektronov usklajena z električnim poljem votline. Fazni zamik krmilnega signala votline za eno nanosekundo bi pomenil, da je gruča od optimalne pozicije zamaknjena za kar 30 cm, kar pa bi žarek lahko celo upočasnilo. Zaradi tega se zahteve po natančnosti časovne sinhronizacije žarka v modernih FEL sinhrotronih gibljejo nekje med 10 in 1000 femtosekund [9]. Za predstavo, kako kratek je čas ene femtosekunde, si lahko zamislimo, da v eni sekundi poteče približno enako število femtosekund, kot poteče sekund v 32 milijonih let. Z drugimi besedami – to je čas, ki ga svetloba potrebuje, da prepotuje 300 nanometrov.

Za zagotavljanje te natančnosti se uporablja poseben sistem, ki je zgrajen iz več delov.

Glavni del predstavlja referenčni oscilator, ki generira RF signal z izjemno nizkim faznim šumom. Ta signal je nato z več razdelilniki, imenovanimi distribucijski ojačevalniki, razdeljen na več linij. V nekaterih primerih je signal tudi pomnožen ali deljen na drugo frekvenco, ki jo posamezen del pospeševalnika potrebuje. Problem nastane, ko poskušamo te signale z izjemno nizkim faznim šumom speljati po celotnem, včasih več kilometrov dolgem pospeševalniku. Če to poizkusimo storiti po električnih kablih, kmalu ugotovimo, da minimalne spremembe temperature kabla po njegovi dolžini povzročijo termalne ekspanzije, ki posledično naključno zamikajo fazo signala in višajo fazni šum. Zaradi tega se pri dolgih razdaljah RF signal s posebnim instrumentom pretvori v optični signal, ki se ga po optičnih vlaknih napelje do bližine podsistema, ki ta signal potrebuje. V bližini tega podsistema se optični signal znova pretvori nazaj v električnega. Prednost uporabe optičnih vlaken je, da ne trpijo tako hudih termalnih ekspanzij kot njihovi kovinski sorojaki. Kljub temu ta problem še

(24)

vedno obstaja, rešuje pa se ga z regulacijo v električno optičnih pretvornikih, ki kompenzirajo spremembe dolžine kablov.

Slika 2.8: Odsek RF pospeševalnih votlin super protonskega sinhrotrona CERN [10]

(25)

25

3 Razvoj referenčnega oscilatorja na osnovi DDS

3.1 Obstoječa rešitev in motiv za ponovni razvoj

Trenutna tehnična rešitev generiranja zelo čistih signalov podjetja Instrumentation Technologies d.o.o. je stara že skoraj 20 let. Rešitev temelji na preprostem frekvenčnem množenju in daje vrhunske rezultate. Tekom proizvodnje omenjenega instrumenta se je izkazalo, da si je možno privoščiti poslabšanje faznega šuma na račun enostavnejše proizvodnje in večje prilagodljivosti instrumenta. Princip frekvenčnega množenja namreč zahteva po naročilu izdelane kvarčne oscilatorje in precizno uglaševanje pripadajočih vezij. Oboje je s perspektive proizvodnje problematično.

Ena izmed novih tehnologij, ki omogoča prilagodljivost, je generiranje signalov z direktno digitalno sintezo (DDS). Preliminarne meritve DDS v podjetju so pokazale, da bi bil tak koncept sprejemljiv tako s stališča faznega šuma kot s stališča prilagodljivosti. Kljub temu da je fazni šum signalov, generiranih z DDS metodo, slabši od signalov, generiranih s preprostim frekvenčnim množenjem, prilagodljivost DDS in poenostavitev proizvodnje za podjetje pomeni večjo dodano vrednost.

Instrument, ki za generiranje zelo čistih signalov uporablja DDS metodo, ima pred metodo s frekvenčnim množenjem dve veliki prednosti: univerzalen kvarčni oscilator in nastavljivo izhodno frekvenco. Oboje z ekonomskega vidika pomeni pocenitev proizvodnje in posledično tudi pocenitev instrumenta. Slednje je v nekaterih primerih pomembnejše od nivoja faznega šuma.

Slika 3.1: Izgled dosedanjega instrumenta RMO [11]

(26)

26 3 Razvoj referenčnega oscilatorja na osnovi DDS

3.2 Idejna zasnova novega instrumenta

Idejo za zgradbo novega instrumenta je v podjetju Instrumentation Technologies d.o.o. razvil dr. Luka Bogataj.

Instrument je zgrajen iz treh glavnih delov, ki se delijo vsak na svoje tiskano vezje (Slika 3.2).

Množilno vezje oscilatorja je sestavljeno iz temperaturno reguliranega kristalnega oscilatorja in množilne verige, ki njegovo frekvenco pomnoži na 3,2 GHz.

Vezje je opremljeno tudi z referenčnim vhodom, ki omogoča zaklep frekvence oscilatorja na zunanji frekvenčni vir. Signal, ki je pomnožen skozi množilno verigo, se uporabi kot takt ure pri naslednjem vezju.

Kontrolno vezje z DDS je sestavljeno iz DDS integriranega vezja in vse potrebne elektronike, ki omogoča njegovo nastavljanje preko različnih vmesnikov. Funkcija DDS je, da vzorči signal množilnega vezja ter proizvede signal poljubne frekvence, ki je nato speljan še skozi izhodno vezje.

Zadnje, in sicer izhodno vezje skrbi za to, da je izhodni signal iz DDS očiščen nepotrebnih frekvenčnih komponent in ojačan na primeren nivo. Vezje je sestavljeno iz štirih verig, vsaka od njih pa signal nekoliko drugače obdela. V primeru dveh verig je frekvenca signala iz DDS še dodatno pomnožena.

V nadaljevanju sta podrobneje predstavljena zgradba in proces razvoja posameznega dela instrumenta.

Slika 3.2: Zgradba novega instrumenta RMO-DDS.

(27)

27

3.2 Množilno vezje oscilatorja

Množilno vezje oscilatorja je prvo izmed treh vezij, ki sestavljajo novi instrument. Njegova glavna funkcija je množenje osnovne frekvence oscilatorja na višjo frekvenco, ki je kasneje uporabljena kot takt ure za delovanje DDS integriranega vezja. Druga njegova prav tako pomembna funkcija pa je natančno uglaševanje frekvence oscilatorja z eksternim referenčnim signalom, ki omogoča sinhronizacijo z ostalimi časovnimi sistemi pospeševalnika.

Množilno vezje oscilatorja je sestavljeno iz naslednjih petih glavnih delov (slika 3.3):

– temperaturno reguliranega kristalnega oscilatorja, – predojačevalnika,

– fazno sklenjene zanke ter fiksne napetostne reference, – 5-stopenjske množilne verige,

– napajalnega dela.

Slika 3.3: Blokovna zgradba množilnega vezja oscilatorja

(28)

3.2.1 Temperaturno stabiliziran oscilator

Kristalni oscilator je eden izmed najbolj kritičnih komponent v nizko-šumnih generatorjih signala, saj nam njegove lastnosti že takoj v začetku razvoja definirajo najnižji dosegljivi fazni šum. Poleg tega nam v večini primerov predstavlja tudi večino celotnega faznega šuma sistema, saj je njegov prispevek bistveno višji od prispevka ostalih komponent. V našem konkretnem primeru je bil izbran temperaturno reguliran kristalni oscilator renomiranega evropskega proizvajalca. Oscilator je klasificiran kot izjemno nizko šumni in ima nizko občutljivost na sile pospeška. Slednje v našem primeru ni velikega pomena, saj instrument ne bo izpostavljen prekomernim vibracijam, ki bi lahko kritično vplivale na fazni šum. Oscilator za pravilno delovanje potrebuje dovedeno enosmerno napajanje, ki poganja oscilacijsko vezje ter regulator, ki oscilator drži na konstantni temperaturi. To preprečuje lezenje frekvence s spremembo temperature okolice. Poleg tega ima izbran oscilator tudi napetostni vhod za fino nastavitev izhodne frekvence, ki ga lahko fiksiramo ali pa aktivno reguliramo.

Slednje nam omogoča to, da lahko več oscilatorjev sinhroniziramo med seboj.

3.2.2 Fazno sklenjena zanka

Drugi del OCXO množilnega dela predstavlja fazno sklenjena zanka, katere naloga je sinhronizacija faze lokalnega oscilatorja s fazo eksternega referenčnega signala. Lastnosti referenčnega signala sta zelo dobra dolgoročna stabilnost, a precej visok fazni šum, kar je obratno kot pri lokalnem oscilatorju, ki generira nizek fazni šum, vendar ima slabo dolgoročno stabilnost. Z uporabo fazno sklenjene zanke lahko združimo dobri lastnosti obeh signalov.

Fazno sklenjena zanka frekvenco signala lokalnega oscilatorja deli z nastavljivim številom N. To število definira, za kolikšen faktor bo frekvenca oscilatorja višja od referenčne frekvence. Signal z deljeno frekvenco primerjamo z referenčnim signalom v vezju, imenovanem frekvenčno fazni primerjalnik. Le-ta generira napetost ali tok, ki je proporcionalen fazni razliki oziroma razliki frekvenc obeh signalov. To napetost lahko filtriramo z nizko prepustnim sitom in uporabimo kot vhodni signal oscilatorja za fino nastavitev njegove frekvence. Na tak način dosežemo, da se faza in frekvenca oscilatorja poravnata s fazo in frekvenco referenčnega signala. Hitrost in stabilnost te poravnave je odvisna predvsem od pasovne širine nizko prepustnega sita, s katerim filtriramo izhod iz frekvenčno faznega primerjalnika. Načrtovanje teh sit je sicer zelo zahtevno, a v splošnem velja, da manjša kot je pasovna širina, boljša sta stabilnost in fazni šum, čas poravnave pa je večji [12].

(29)

3.2 Množilno vezje oscilatorja 29

V našem konkretnem primeru je fazno sklenjena zanka izvedena z uporabo namenskega integriranega vezja ter posebno razvitega nizko prepustnega sita s pasovno širino pod 1 Hz. Za pravilno delovanje zanke je ob vsakem zagonu naprave potrebno nastaviti faktor deljenja N na število, ki ustreza količniku frekvenc oscilatorja in referenčnega signala. Za primere, ko referenčnega signala nimamo ali ga ne želimo uporabiti, vezje vsebuje tudi programsko kontrolirano stikalo, s katerim lahko zanko prekinemo ter namesto nje na uglaševalni vhod oscilatorja povežemo fiksno referenčno napetost.

3.2.3 RF množilna veriga

Največji del množilnega vezja oscilatorja predstavlja RF množilna veriga, katere namen je množenje osnovne frekvence oscilatorja na višjo frekvenco, ki jo lahko uporabimo kot taktni signal DDS integriranega vezja. Veriga je sestavljena iz petih zaporednih stopenj, ki so si funkcijsko zelo podobne.

Za primere, ko bi z instrumentom morali generirati samo nižje frekvence, lahko vsako stopnjo s spremenjenim opremljanjem vezja tudi obidemo, kar nam omogoča, da lahko za takt ure DDS uporabimo nižjo frekvenco. Na tak način bi lahko v takih primerih zmanjšali stroške materiala za izdelavo instrumenta.

Vsaka izmed stopenj je sestavljena iz vhodne prilagoditve signalnega nivoja, množilne stopnje ter filtriranja izhodnega signala.

Prilagajanje signalnih nivojev je izvedeno s slabilci signala, ki so sestavljeni iz treh uporov v konfiguraciji črke π (slika 3.4). Vrednosti in razmerja uporov določajo nivo slabljenja ter vhodno in izhodno impedanco.

Slika 3.4: Slabilec signala v PI konfiguraciji

Za množenje uporabljamo frekvenčni množilnik, katerega namen je množenje vhodne frekvence na določen večkratnik. Obstaja veliko načinov, kako to doseči.

Množilniki v našem primeru izkoriščajo nelinearnosti polprevodniških komponent, ki

(30)

signal popačijo in v njem posledično generirajo višje harmonike. Značilno za množilnike takšnega tipa je, da izhodni signal poleg želenega harmonika vsebuje tudi osnovno frekvenco in harmonike višjih redov, ki niso zaželeni. Poleg tega imajo precej slab izkoristek in moč signala tipično znižajo za vsaj 10 dB.

Zaradi neželenih harmonikov, ki jih množilniki ustvarijo, mora vsaka množilna stopnja vsebovati pasovno prepustno sito. Ta iz signala odstrani vse neželene frekvenčne komponente. Vsa uporabljena sita so integrirana v obliki ene same komponente, saj bi lasten razvoj iz diskretnih komponent vzel veliko časa, problem pa bi lahko postala tudi ponovljivost karakteristik sit zaradi toleranc komponent.

Zaradi oslabitve signala v frekvenčnem množilniku ga je potrebno v vsaki stopnji nazaj ojačati. Za to skrbi nizko-šumni RF ojačevalnik v vsaki stopnji. Izbrani ojačevalnik je zgrajen tako, da si deli en sam priključek za napajanje in izhod signala.

Da se RF signal ne bi mešal v napajalne linije, skrbi nizkoprepustno sito. V nasprotni smeri postavljen kondenzator C2 pa preprečuje uhajanje enosmerne napetosti v RF signal (slika 3.5).

Slika 3.5: Izvedba napajanja RF ojačevalnikov

(31)

3.2.4 Napajalni del

Pomemben del vezja predstavlja tudi napajalni del. Njegova glavna funkcija je, da 15 V vhodne napetosti, ki jo imamo na voljo v instrumentu, razdeli in regulira na več različnih napetosti, ki jih potrebuje vezje.

Slika 3.6: Blokovni diagram napajanja vezja

Prvi del vezja za napajalnim priključkom je vhodna zaščita, ki vezje ščiti pred preobremenitvijo in napačno priključitvijo napajalne napetosti. To je pomembno predvsem v fazi testiranja in sestavljanja instrumenta, kjer bi lahko majhna človeška napaka povzročila veliko škode. Vhodna zaščita je sestavljena iz PPTC varovalke, P kanalnega MOSFET tranzistorja, zener diode in upora (slika 3.7).

Slika 3.7: Vhodna zaščita vezja

(32)

Po zaščiti je napajalno napetost seveda potrebno zregulirati na primerne nivoje.

Zaradi velike napetostne razlike je bila regulacija izvedena v dveh delih. Prvi del predstavljata dva stikalna napajalnika, ki napetost znižata na nivo, ki je primeren za linearne regulatorje. Zaradi želje po čim manjših motnjah, je bil izbran dvojni stikalni napajalnik z integriranimi tranzistorji in tuljavami. To je vezje tudi precej poenostavilo, saj so tako bili edini elementi, ki jih je bilo potrebno izračunati, upori za nastavitev frekvence delovanja in izhodne napetosti. Ker pa imajo izhodi stikalnih napajalnikov za naše potrebe še vedno prisotnega preveč šuma, je bilo potrebno napajanje dodatno zgladiti z nizko-šumnimi linearnimi regulatorji in preprostimi siti.

Izbrani so bili linearni regulatorji, ki v nizkem frekvenčnem območju zelo dobro dušijo vhodne motnje. Za dušenje višjih frekvenc pa so bila uporabljena sita, sestavljena iz keramičnih kondenzatorjev in feritnih dušilk.

Na prvega od linearnih regulatorjev je povezana napetostna referenca (slika 3.6), ki oscilatorju v primeru, ko ni fazno sklenjen z zunanjim virom, dovaja konstantno napetost, ki ga drži na konstantni frekvenci.

Drugi linearni regulator skrbi za napajanje kristalnega oscilatorja. Ker smo instrument zasnovali tako, da lahko podpira različne oscilatorje z različnimi napajalnimi napetostmi, je z različnim opremljanjem vezja izhodno napetost regulatorja možno prilagoditi.

Tretji in četrti regulator napajata ojačevalnike v RF množilni verigi. Da bi bilo prenosa motenj po napajalnih linijah čim manj, eden izmed njiju napaja prvo polovico verige, drugi pa drugo.

Zadnji regulator napaja vezje s fazno sklenjeno zanko in vso pripadajočo elektroniko.

(33)

3.2.5 Zgradba tiskanega vezja

Prva stvar, ki jo je pri zasnovi vezja potrebno določiti, je sama izbira materiala vezja in iz kolikšnega števila slojev bo to vezje zgrajeno.

Prišli smo do zaključka, da bo za naše vezje, ki bo imelo opremljene komponente z obeh strani, minimalno potrebno število slojev enako štiri. Od tega bo prvi sloj uporabljen za vezavo zgornjih komponent in vseh RF impedančno kontroliranih linij, drugi sloj pa bo služil ekskluzivno le kot 0 V referenčna ploskev prvemu sloju. Tretji sloj se bo pretežno uporabljal za vezavo napajalnih linij in nekritičnih signalov, četrti sloj pa bo uporabljen za vezavo spodnjih komponent.

Nato je bilo potrebno izbrati materiale dielektrikov med posameznimi sloji bakra.

Slika 3.8: Zgradba tiskanega vezja

Za prvi dielektrik smo izbrali material RO4350B, ki se pogosto uporablja v visoko frekvenčnih vezjih. Njegovi glavni lastnosti sta precej nizka relativna dielektrična permitivnost (𝜖_𝑟≈ 3,5) in nizek izgubni faktor (𝛿 ≈ 0.0037). Namesto materiala FR-4, ki velja za nekakšen de facto standard, smo ga izbrali predvsem zaradi nižjih toleranc odstopanj od nominalne vrednosti 𝜖_𝑟, ki so lahko pri uporabi FR-4 materialov različnih proizvajalcev precejšne. Debelino dielektrika smo izbrali tako, da smo s širino impedančno kontroliranih linij prišli čim bližje širini komponent v RF verigi. Na tak način smo zmanjšali impedančne nezveznosti po dolžini verige.

Za ostala dva sloja, ki ne bosta prenašala RF signalov, smo izbrali material FR-4.

Debelini srednjega in spodnjega dielektrika smo izbrali tako, da smo se s skupno debelino vezja čim bolj približali standardni debelini 1,6 mm. Fototisk je bil nanesen samo na spodnjo stran vezja. Njegov edini namen je označitev mehanskih pritrjevalnih mest za lažjo sestavo instrumenta. Obrisi komponent in njihove oznake niso bili vključeni, saj zavzemajo dragoceni prostor na vezju.

(34)

3.2.6 Zasnova tiskanega vezja

Zasnova vezja se je najprej začela s postavitvijo komponent. Komponente so bile razdeljene na skupine, znotraj katerih veljajo lokalna pravila. RF veriga je bila zvita po levem delu vezja, oscilator postavljen na sredino, fazno sklenjena zanka in napajalno vezje pa sta bila postavljena na desno stran. Pri povezovanju RF povezav so bile uporabljene impedančno kontrolirane koplanarne linije. Po končanem povezovanju komponent se je na vezje še zarisalo površino z odstranjeno spajkalno masko za pritrditev RF ščita in luknje za njegovo pritrditev. Končen rezultat vezja je prikazan na sliki 3.9.

Slika 3.9: Zasnova množilnega vezja oscilatorja

(35)

3.3 Kontrolno vezje z DDS 35

3.3 Kontrolno vezje z DDS

Naloga kontrolnega vezja je, da generirani signal iz množilnega vezja oscilatorja pretvori v signal nastavljive frekvence. To se zgodi v integriranem vezju DDS, ki ga krmili mikrokrmilnik. Za nastavljanje izhodne frekvence in ostalih parametrov skrbijo številni priključki in vmesniki, ki ležijo na vezju.

Slika 3.10: Blokovna shema kontrolnega vezja

3.3.1 Integrirano vezje DDS

Srce vezja predstavlja integrirano vezje DDS. Gre za direkten digitalen sintetizator z najvišjo sistemsko frekvenco 3,5 GHz. Omembe vredne lastnosti obsegajo naslednje:

– integriran 12-bitni digitalno-analogni pretvornik, – 16-bitna možnost nastavitve faze,

– 12-bitna možnost nastavitve amplitude, – možnost avtomatskih preletov frekvence,

– možnost nastavljanja preko serijskega ali hitrega paralelnega vmesnika.

(36)

Slika 3.11: Poenostavljena blokovna shema izbranega integriranega vezja DDS

Izbrano DDS integrirano vezje omogoča nastavljanje preko dveh različnih vmesnikov. Paralelni vmesnik omogoča hitrejši prenos informacij in vpis direktno v jedro DDS, vendar nas v našem primeru ti dve opciji nista zanimali. Zaradi tega je bil uporabljen počasnejši serijski vmesnik, ki zasede manj priključkov mikrokrmilnika.

Vhod referenčnega urinega signala je podan v obliki diferencialnega para. Ker je naš signal iz množilne verige v asimetrični obliki, ga je bilo potrebno pred vhodom v DDS s posebnim »balun« transformatorjem pretvoriti v diferencialni signal.

Podobno je bilo potrebno signal na izhodu digitalno analognega pretvornika iz diferencialne oblike pretvoriti nazaj v asimetrično.

Velik delež priključkov integriranega vezja je namenjen napajanju in povezavi mase, priključki pa so razdeljeni po funkcionalnosti na analogni ter manj občutljivi digitalni del. Poleg napajalnih priključkov se na dva dela delijo tudi priključki mase.

Za vsak napajalni priključek je v vezju predviden svoj keramični kondenzator.

Digitalni napajalni priključki so od analognih ločeni z dušilkami, masi pa sta, po priporočilu proizvajalca, direktno povezani skupaj, saj lahko ločevanje mas povzroči več slabega kot dobrega [13].

(37)

3.3.2 Mikrokrmilnik STM32

Pomembna odločitev pri načrtovanju vezja je bila izbira primernega mikrokrmilnika, katerega naloga je komunikacija z računalnikom in krmiljenje DDS in vse ostale periferije na vezju. Zaradi zahtevnosti omenjenih operacij se je odločilo, da se uporabi mikrokrmilnik na osnovi arhitekture ARM. Med proizvajalci teh sta najbolj izstopala NXP Semiconductors z družino LPC in STMicroelectronics z družino STM32. Odločilo se je za slednjo, predvsem zaradi boljše tehnične podpore in brezplačnega, uporabniku prijaznega razvojnega orodja. Specifično je bil izbran mikrokrmilnik STM32F107, starejše arhitekture ARM Cortex M3 iz leta 2007.

Mikrokrmilnik starejše arhitekture je bil izbran zaradi njenegove velike popularnosti in podpore. Ta tedaj racionalna odločitev se je do časa pisanja te naloge, ki leži sredi krize dobavljivosti polprevodnikov izkazala za morda le ne najboljšo.

Za vir urinega signala mikrokrmilnika skrbi kvarčni oscilator, ki je na vezju postavljen zraven njega. Mikrokrmilnik vsebuje interni PLL, ki frekvenco oscilatorja množi na frekvenco 72 MHz pri kateri obratuje njegovo jedro. Za zanesljiv zagon mikrokrmilnika ob priključitvi napajanja skrbi integrirano vezje za nadzor napetosti, ki ob zagonu resetira mikrokrmilnik. Programiranje potega preko namenskega vmesnika SWD (ang. Serial Wire Debug), za kar je na vezju postavljen namenski priključek. Poleg mikrokrmilnika je na vezje postavljen še EEPROM pomnilnik, katerega naloga je trajno shranjevanje nastavitev instrumenta po odklopu napajanja.

Branje in pisanje v pomnilnik poteka preko vmesnika I²C.

(38)

3.3.3 Povezljivost

Podana zahteva pred zasnovo vezja je bila, da bo parametre instrumenta mogoče spreminjati preko lokalnega omrežja LAN s protokolom Telnet ter preko vmesnika USB pod predstavo virtualnega COM porta (VCP). Mikrokrmilnik načeloma direktno podpira oba prej omenjena tipa komunikacije, vendar se za direktno implementacijo zaradi nepoznavanja implementacije omenjenih protokolov na tem mikrokrmilniku nismo odločili. Prišli smo do spoznanja, da bo drugačna implementacija bistveno manj zamudna in posledično pri majhnih količinah instrumentov, ki jih bomo kdaj proizvedli, verjetno tudi cenejša. Namesto direktne nastavitve USB virtualnega COM porta v samem mikrokrmilniku smo se odločili za uporabo integriranega vezja FT231XS proizvajalca FTDI. Njegova funkcija je pretvorba vmesnika USB VCP v univerzalni asinhroni serijski vmesnik UART, ki ga je v programu mikrokrmilnika veliko lažje implementirati. Prednost uporabe tega vmesnega vezja so tudi gonilniki, ki preverjeno delujejo na vseh operacijskih sistemih. Podoben pristop je uporabljen tudi pri LAN vmesniku, kjer je na vezju postavljen integrirani pretvorbeni modul. Le- ta vsebuje RJ45 priključek, vso potrebno magnetiko ter mikrokrmilnik za pretvorbo na vmesnik UART. Takšna implementacija je bistveno poenostavila program mikrokrmilnika, saj smo tako za preklop z enega na drug vmesnik morali le spremeniti izbran UART kanal v mikrokrmilniku. Poleg omenjenih priključkov je na vezje dodan še dodaten USB priključek, vezan direktno na mikrokrmilnik, ki se ga lahko uporabi za nadgradnjo programa mikrokrmilnika. Nadgradnja poteka preko protokola DFU, mikrokrmilnik pa mora biti zagnan v posebnem načinu zagonskega upravljalnika, kar nadzira namenski priključek mikrokrmilnika. Vezje je zasnovano tako, da se ob priklopu USB kabla mikrokrmilnik samodejno zažene v načinu za nadgradnjo. Na sliki 3.12. so prikazani vmesniki na sprednji plošči instrumenta. Levi USB priključek služi za nastavljanje, desni pa za nadgradnjo.

Slika 3.12: Vmesniki na sprednji plošči instrumenta

(39)

3.3.4 Prožilni vhod

Odločili smo se, da na vezje dodamo tudi prožilni vhod, ki bi omogočal nastavitev različnih parametrov DDS ob točno določenem času. Na vezje smo tako dodali koaksialni priključek in vezje zastavili tako, da je z različnim opremljanjem vezja pot signala mogoče speljati direktno na DDS ali pa najprej skozi mikrokrmilnik, ki omogoča zakasnitev signala za nastavljen interval. Logične nivoje signala je mogoče nastavljati z vhodnim uporovnim delilnikom. Med vhodni priključek in DDS ali mikrokrmilnik je dodatno postavljeno še integrirano vezje, ki ju ščiti pred napačnimi nivoji signala.

Slika 3.13: Shema prožilnega vhoda

(40)

3.3.5 Napajalni del

Tako kot prejšnje vezje je tudi to zasnovano, da je napajano iz enosmernega vira napetosti 15 V. Vhodna napetost je najprej speljana skozi vhodno zaščito, nato pa v dvojni stikalni napajalnik, ki v tem primeru generira dve različni napetosti. Vmesna napetost 2,3 V je uporabljena za nadaljnjo regulacijo z nizko-šumnim regulatorjem na napetost 1,8 V, ki jo za delovanje potrebuje DDS. Napetost 3,8 V pa je zregulirana na napetost 3,3 V, ki se deli na digitalni in DDS del. Regulacija DDS dela 3,3 V napajanja je izvedena z dvema vzporedno vezanima nizko-šumnima regulatorjema, kar poveča tokovno zmogljivost. Regulacijo digitalnega dela pa izvaja močnejši osamljen linearni regulator. Napajanje komunikacijskih pretvornikov USB in LAN je še posebej krmiljeno preko FET tranzistorja, kar omogoča njihov izklop in s tem zmanjšanje potencialnih motenj v RF signalu. Zgradbo napajalnega dela prikazuje slika 3.14.

Slika 3.14: Blokovna shema napajalnega dela kontrolnega vezja

(41)

3.3.6 Zasnova tiskanega vezja

Tako kot pri prejšnjem vezju je bilo tudi pri tem potrebno najprej določiti materiale in sestavo tiskanega vezja. Ker vezje vsebuje le relativno kratke poti, po katerih potujejo visokofrekvenčni signali, smo se odločili, da vezje implementiramo na štirih električnih slojih, ločenimi s FR-4 dielektriki.

Razvoj tega vezja je predvsem zanimiv zaradi mešane narave signalov na vezju.

Pri postavljanju komponent in njihovem povezovanju je bilo potrebno paziti, da se motnje iz digitalnega dela ne bi sklapljale v občutljivi analogni del DDS. Slednji je bil postavljen v zgornji del vezja, priključki s pripadajočo digitalno elektroniko pa v spodnji del.

Nekaj pomisleka je bilo namenjenega tudi odvajanju toplote, ki jo generira DDS.

S postavitvijo poligonov in skoznikov pod integriranim vezjem je bilo toploti omogočeno čim lažje širjenje po celotnem vezju. Luknje v vezju okoli DDS služijo kot pritrdilno mesto za distančnike, ki toploto odvajajo na ohišje instrumenta.

Slika 3.15: Izgled končanega vezja

(42)

3.4 Izhodna stopnja

Še zadnje tiskano vezje v instrumentu predstavlja izhodna stopnja. Namen vezja je, da iz signala, ki izhaja iz DDS, počisti neželene harmonike in ga ustrezno ojača.

Vezje je bilo zamišljeno s štirimi različnimi izhodnimi stopnjami, ki jih je z različnim opremljanjem vezja mogoče izbrati. Prva stopnja je zasnovana tako, da samo počisti in ojača osnovni ton DDS. Z njo je mogoče generirati signal od nekaj 10 MHz do 1,6 GHz. Druga stopnja stori enako, le da namesto osnovne frekvence ojača harmonik, ki se preslika na spodnjo stran vzorčne frekvence DDS. S to stopnjo je mogoče generirati signal v območju od 1,6 do 3,2 GHz brez uporabe dodatnega frekvenčnega množilnika.

Ostaneta še zadnji dve stopnji: prva izmed njih osnovno frekvenco množi s faktorjem 2, druga pa s faktorjem 4. Z obema je mogoče generirati signal v območju nekje med 1,6 in 3,2 GHz.

Slika 3.16: Blokovna shema vezja z izhodnimi stopnjami

(43)

3.4 Izhodna stopnja 43

Poleg RF stopenj na vezju leži samo še napajalni del, ki skrbi za napajanje ojačevalnikov. Zgrajen je podobno kot pri prejšnjih vezjih – iz enega stikalnega napajalnika in nizko-šumnega linearnega regulatorja. Z opremo premostitvenega upora na eno izmed štirih možnih pozicij je mogoče izbirati, do katere verige je speljano napajanje.

Vezje je, enako kot množilno vezje oscilatorja, zgrajeno iz štirih električnih slojev z enim RO4350B in tremi FR-4 dielektričnimi sloji. Proces zasnove vezja je bil tudi zelo podoben prejšnjima dvema. Končen rezultat je predstavljen na sliki 3.17.

Slika 3.17: Izhodno vezje z opremljenimi vsemi štirimi stopnjami

(44)

3.5 Razvoj mehanike in ohišja

Po zasnovi vezij je bilo potrebno zasnovati vse mehanske dele, ki skupaj sestavljajo instrument. To je vključevalo RF ščite za vsa tri vezja ter dele ohišja instrumenta.

Mehanika je bila zasnovana s pomočjo programskega orodja CAD. Zasnova se je začela se je z izrisom začetne oblike materiala, v katero je kasneje bila vrisana potrebna geometrija. V primeru RF ščitov se je začelo z obliko pravokotnih aluminijastih blokov, v primeru stranic pa z obliko vlečenih profilov. Deli so zasnovani tako, da jih je mogoče obdelati na CNC stroju z minimalnim premerom orodja 3 mm.

Sliki 3.18 in 3.19 prikazujeta končen rezultat.

Slika 3.18: Izdelani RF ščiti

Slika 3.19: Sestavljen instrument z odstranjenim zgornjim pokrovom

(45)

45

4 Programski vmesnik

Poleg razvoja strojnega dela instrumenta je bilo potrebno razviti tudi programski del. Cilj je bil spisati program za mikrokrmilnik, ki bo omogočal nastavljanje instrumenta preko LAN ali USB povezave v pogovornem oknu računalniškega terminala.

4.1 Programiranje mikrokrmilnika

Programiranje mikrokrmilnika je potekalo v programskem okolju STM32CubeIDE. Orodje poleg samega pisanja ter prevajanja programov v jezikih C in C++ omogoča tudi preprosto konfiguracijo mikrokrmilnika in njegovih perifernih enot preko grafičnega uporabniškega vmesnika. To izredno pospeši razvoj programa, saj ni potrebno razmišljati, kako nastaviti vsak bit v registrih mikrokrmilnika posebej.

Poleg tega so v okolju integrirane HAL (ang. hardware abstraction layer) knjižnice, ki prav tako poenostavijo uporabo mikrokrmilnika. Seveda pa še vedno obstajajo primeri, ko ne gre drugače, kot da preberemo podatkovni list mikrokrmilnika in se programiranja lotimo na najnižjem možnem nivoju. Kljub občasnim problemom je orodje zelo uporabno, poleg tega pa še skrajša delo.

Za programiranje in odpravljanje napak mikrokrmilnika smo uporabljali programator STLINK-V3. Kljub podprtosti programatorja v okolju je bilo potrebnega več časa za odpravljanje napak programatorja kot mikrokrmilnika.

(46)

46 4 Programski vmesnik

4.1.1 Krmiljenje DDS integriranega vezja

Krmiljenje DDS na vezju poteka preko serijskega vmesnika. Le-ta je sestavljen iz linije urinega signala, dveh podatkovnih linij in nekaj dodatnih krmilnih signalov.

V osnovi je to vmesnik SPI (ang. Serial Peripheral Inteface) z nekaj dodatnimi funkcijami. Za nastavitev ali branje registra v DDS je potrebno preko vmesnika najprej poslati 8 ukaznih bitov. Ti vsebujejo informacijo, do katerega registra želimo dostopati ter če želimo iz njega brati ali vanj pisati. Pri pisanju za tem sledi vpis dejanskih informacij v register. V primeru branja pa DDS vrne vsebino registra.

Slika 4.1: Časovni diagram pisanja v register DDS

4.1.2 Krmiljenje ostale periferije

Poleg krmiljenja DDS mora mikrokrmilnik opravljati še nekaj drugih opravil.

Prvo in najbolj očitno je komunikacija z računalnikom preko USB ali LAN omrežja.

Ker sta oba vmesnika na vezju pretvorjena v UART vmesnik, je komunikacija mikrokrmilnika z obema enaka, le na drugem kanalu. Hitrost komunikacije je pri obeh 115200 bitov na sekundo s širino besede 8 bitov. Mikrokrmilnik vsak simbol, ki ga prejme, pošlje nazaj zato, da se na računalniku prikaže v konzoli. Po sprejemu simbola

»enter« oziroma »carriage return« mikrokrmilnik preveri, če je pred njim sledil poznan ukaz, ki ga lahko izvrši.

Drugo opravilo, ki ga mora mikrokrmilnik opravljati, je komunikacija z zunanjim EEPROM pomnilnikom na vezju. Komunikacija med njima teče preko protokola I²C. Ob ustreznem prejetem ukazu mikrokrmilnik vse nastavljene parametre shrani v EEPROM. Iz njega jih prebere in uporabi ob vsakem zagonu instrumenta in ob prejetem ukazu za branje. Če je vsebina pomnilnika prazna ali pokvarjena, jo pobriše in vanj vpiše privzete parametre, ki so trdo kodirane v program mikrokrmilnika. Zadnje opravilo, ki ga mora mikrokrmilnik opravljati na vezju, je krmiljenje petih LED indikatorjev. Eden izmed njih prikazuje stanje prožilnega vhoda, ostali pa stanje mikrokrmilnika.

Poleg vse periferije na vezju mora mikrokrmilnik ob vsakem zagonu naprave nastaviti tudi PLL, ki leži na množilnem vezju oscilatorja. Vezji sta med seboj povezani s kablom, komunikacija pa teče preko vmesnika SPI.

(47)

4.2 Uporabniški vmesnik 47

4.2 Uporabniški vmesnik

Interakcija med uporabnikom in instrumentom poteka preko računalniškega terminala.

Uporabnik se na osebnem računalniku z uporabo programa za emulacijo terminala poveže preko povezave Telnet ali virtualnega COM porta na instrument. Ko je povezava enkrat vzpostavljena, lahko uporabnik s trenutno 21 podprtimi ukazi nastavlja instrument. Ob prejetem ustreznem ukazu instrument ukaz izvrši in po potrebi uporabniku vrne potrebne informacije. Pri nekaterih ukazih je potrebno podati en ali več parametrov, ki jih želimo nastaviti. V primeru, da instrument ukaza ne prepozna ali so vneseni parametri napačni, vrne napako. Instrument podpira tako velike kot male tiskane črke in med njimi ne razlikuje. Slika 4.2 prikazuje primer nastavitve frekvence v enotah Hz in vpisa ter uveljavitve sprememb v DDS.

Slika 4.2: Primer nastavitve instrumenta

(48)

48 4 Programski vmesnik

Seznam vseh podprtih ukazov lahko prikažemo z ukazom »HELP«. S tem ukazom lahko dobimo tudi več informacij o posameznem ukazu, in sicer tako, da vpišemo ime posameznega ukaza za ukazom »HELP«. Število parametrov, ki jih podamo poleg ukazov, lahko vpliva na delovanje ukaza. V primeru, da kličemo ukaz »FREQ« brez podanih parametrov, nam bo instrument vrnil vrednost nastavljene frekvence. Če poleg ukaza podamo ustrezen številski parameter, bo instrument izhodno frekvenco nastavil na podano vrednost.

Krmiljenje podobnih instrumentov po navadi poteka preko dodatnega programskega vmesnika EPICS IOC, ki omogoča nastavljanje in avtomatizacijo več naprav iz enega samega računalnika. Omogoča tudi grafični uporabniški vmesnik, ki je uporabniku nekoliko bolj prijazen. Trenutno ta funkcija na tem instrumentu še ni implementirana.

(49)

49

5 Testiranje in meritve

Ko so bila načrtovana vezja enkrat izdelana in opremljena, jih je bilo potrebno testirati in izmeriti njihove karakteristike, kar je predstavjeno v naslednjem poglavju.

Vse sledeče meritve so bile opravljene v podjetju na instrumentih v njihovem inventarju. Meritve so bile opravljene na vezjih izven ohišja instrumenta ter brez opremljenih RF ščitov. Določene meritve zaradi tega morda vsebujejo motnje, ki niso del karakteristik instrumenta. Pri vseh meritvah signalnega drhtenja, kjer ni eksplicitno napisano je predpostavljeno integracijsko območje od 10 Hz do 10 MHz od frekvence nosilca. V tabeli 5.1 so našteti instrumenti, ki so bili uporabljeni pri meritvah.

Tip instrumenta Model instrumenta Napajalnik HP 6622A ali Rigol DP832A RF signalni generator R&S SMA100B

Spektralni analizator R&S FSQ26 Analizator signalnih virov Keysight E5052B

Tabela 5.1: Uporabljeni instrumenti pri izvajanju meritev

Korelacija instrumenta E5052B je bila pri vseh meritvah nastavljena na vrednost 100.

V primeru meritve 5.15 je bil vključen tudi izračun povprečja več meritev.

(50)

50 5 Testiranje in meritve

5.1 Meritve množilnega vezja oscilatorja

Začelo se je z meritvijo prvega od treh vezij – najprej smo morali izmeriti izhodno moč in fazni šum signala. Pri meritvi izhodne moči je bila izmerjena moč za nekaj dB višja od načrtovane. Vzrok je ležal v višji izhodni moči kvarčnega oscilatorja in težko predvidljivih izhodnih močeh množilnih stopenj. Težavo smo odpravili s spremembo slabilcev za oscilatorjem in med množilnimi verigami. Izhodna moč je nato znašala približno 15 dBm. Po pravilnem delovanju vezja je sledila meritev faznega šuma (slika 5.1 in 5.2).

Slika 5.1: Merilna postavitev meritve faznega šuma množilnega vezja oscilatorja

(51)

5.1 Meritve množilnega vezja oscilatorja 51

Slika 5.2: Meritev faznega šuma množilnega vezja oscilatorja

Kot je omenjeno že prej, slika 5.2 prikazuje rezultat meritve faznega šuma množilnega vezja oscilatorja. Rdeča krivulja prikazuje potek faznega šuma na izhodu vezja, siva pa normirani fazni šum iz izhoda OCXO oscilatorja. Ker oscilator obratuje na nižji frekvenci, se faznega šuma ne da direktno primerjati. Zaradi tega je prikazana krivulja, ki je normirana za frekvenco 3200 MHz. To pomeni, da siva krivulja prikazuje fazni šum signala oscilatorja, ki je bil teoretično brezšumno pomnožen na frekvenco 3200 MHz. Vidimo lahko, da množilne stopnje na vezju v območju odmika od nosilca pod 1 kHz na fazni šum praktično ne vplivajo. V območju odmika od 1 kHz do 10 MHz pa krivulja začne odstopati od teoretične, in sicer zaradi neidealnosti komponent v množilnih stopnjah. Če krivulji faznega šuma obeh signalov integriramo, ugotovimo, da drhtenje signala oscilatorja znaša okoli 20 femtosekund, množilne stopnje pa to število zvišajo na približno 24 femtosekund. Vidimo lahko, da velika večina faznega šuma izvira iz samega oscilatorja, nekaj pa pripomorejo tudi množilne stopnje. Čeprav je v območju odmika od 1 MHz do 10 MHz razlika med faznim šumom krivulj okoli 10 dB, to na drhtenje bistveno ne vpliva. Večina drhtenja namreč izvira iz območja pod 1 kHz, kjer je fazni šum bistveno močnejši, krivulji pa sta si tam precej bližje ena drugi.

(52)

Slika 5.3: Spekter izhodnega signala množilnega vezja oscilatorja

Iz spektra izhodnega signala (slika 5.3) je videti, da v signalu poleg glavnega tona leži še nekaj drugih frekvenčnih komponent. Najvišja se pojavlja pri frekvenci 1600 MHz in izhaja iz četrte oziroma predzadnje množilne stopnje vezja. Najverjetneje je prisotna zaradi relativno slabega dušenja (30 dB pri 1600 MHz) pasovno prepustnega sita zadnje množilne stopnje. Drugi dve špički se pojavita pri frekvenci 3000 in 3400 MHz. Očitno gre za produkte mešanja izhodne frekvence 3200 MHz in signala prve množilne stopnje frekvence 200 MHz. Možno je, da bi se s pritrditvijo RF ščita na vezje ti dve komponenti izgubili. V signalu so verjetno prisotne še druge frekvence, vendar jih zaradi dinamičnega razpona instrumenta na sliki 5.3 ni videti.

Stopnica, ki se pojavi v šumnem pragu pri frekvenci 3,6 GHz, je posledica delovanja merilnega instrumenta.

(53)

5.2 Meritve kontrolnega vezja z DDS 53

5.2 Meritve kontrolnega vezja z DDS

Sledilo je merjenje kontrolnega vezja z DDS. DDS je bil nastavljen v način delovanja s programirljivim količnikom, za vir vhodnega signala pa je bilo uporabljeno množilno vezje oscilatorja z izhodno frekvenco 3200 MHz.

Slika 5.4: Spekter izhodnega signala DDS pri izhodni frekvenci 500 MHz

Slika 5.4 predstavlja meritev izhodnega spektra z nastavljeno izhodno frekvenco 500 MHz in frekvenco ure 3200 MHz. Z grafa je takoj razvidno, da je v signalu prisotnih mnogo več frekvenčnih komponent kot v izhodnem signalu množilnega vezja. Te komponente so bile pričakovane in so normalen del delovanja DDS. Najvišje se pojavljajo na vsaki strani frekvence ure in njenih harmonikov. Oddaljene pa so točno za vrednost izhodne frekvence, kar v tem primeru znaša 500 MHz. Ostale komponente nastanejo zaradi zaokroževanja amplitude v digitalno-analognem pretvorniku in številnih drugih pojavov. Iz slik 5.5 in 5.6 lahko vidimo, da se spekter dobro ujema s pričakovano teoretično napovedjo. Pozicije frekvenčnih komponent se natanko ujemajo, njihove amplitude pa se nekoliko razlikujejo od teorije. Meritev vsebuje tudi dodatne komponente, ki jih je teoretično zelo težko predvideti.

(54)

Slika 5.5: Teoretičen izhodni spekter DDS

Slika 5.6: Časovna predstavitev teoretičnega spektra DDS

Iz časovnega poteka v simulaciji je opaziti tudi, kako zelo je popačen sinusni signal že pri izhodni frekvenci 500 MHz. Z višanjem izhodne frekvence proti Nyquistovem limitu se stanje le še poslabša. Višje kot gremo z izhodno frekvenco, bližje izhodne frekvence se pojavi prvi harmonik in težje ga je podušiti.

Ker je oblika izhodnega signala direktno iz DDS tako popačena, je merjenje faznega šuma signala zelo oteženo. Pri merjenju smo ugotovili, da se višji harmoniki verjetno pomešajo z internimi signali merilnega instrumenta in rezultat meritve tako postane poln motenj, ki v dejanskem merjenem signalu ne obstajajo. S priključitvijo izhodnega vezja med DDS in merilni instrument se težava očitno reši, saj izhodna stopnja oslabi višje harmonike, ki motijo merilni instrument. Zaradi tega problema meritev faznega šuma direktno na izhodu vezja brez sita nismo mogli opraviti.

(55)

5.3 Meritve izhodnega vezja 55

5.3 Meritve izhodnega vezja

Pri izhodnem vezju smo najprej opravili meritve dodanega faznega šuma, ki ga izhodne stopnje vnašajo v signal. Meritve so bile opravljene za X1 izhodno stopnjo, saj pri drugih stopnjah zaradi drugačne izhodne frekvence direktna primerjava ni mogoča. Meritve so potekale tako, da smo najprej pomerili fazni šum signalnega generatorja SMA100B pri izhodni moči, ki je enaka kot izhodna moč izhodnega vezja.

Izhod signalnega generatorja smo nato preko slabilca povezali na vhod izhodnega vezja in pomerili fazni šum na izhodu izhodnega vezja z istimi nastavitvami merilnega instrumenta (slika 5.7). Slika 5.8 prikazuje rezultate teh meritev pri frekvencah 100 MHz in 1000 MHz.

Slika 5.7: Merilna postavitev merjenja faznega šuma izhodne stopnje

(56)

Slika 5.8: Dodani fazni šum X1 izhodne stopnje pri 100 MHz in 1 GHz

Pri frekvenci 100 MHz lahko jasno vidimo, da je šum na izhodu izhodnega vezja višji kot na izhodu signalnega generatorja. Pri frekvenci 1000 MHz pa razlika med njima skorajda ni vidna zaradi šumnega praga merjenega vezja, ki je dovolj visok, da znatno vpliva na meritev pri frekvenci 100 MHz, kjer je fazni šum nižji. Pri frekvenci 100 MHz vidimo, da se drhtenje signala poveča za dobre 3 femtosekunde, pri 1000 MHz pa se celo malenkost zniža, kar lahko pripišemo merilni napaki.

(57)

5.4 Meritve celotnega instrumenta 57

5.4 Meritve celotnega instrumenta

Po zaključenih meritvah posameznih vezij smo opravili še meritev celotnega sistema. Vezja smo povezali enega za drugim (gl. sliko 5.9) tako, kot so povezana v zgradbi instrumenta. Začeli smo z meritvami faznega šuma pri različnih izhodnih frekvencah in z različnimi opremljenimi izhodnimi stopnjami (slike 5.10, 5.11, 5.12).

Slika 5.9: Primer meritve faznega šuma celotnega sistema

(58)

Slika 5.10: Fazni šum instrumenta z opremljeno X1 izhodno stopnjo

(59)

5.4 Meritve celotnega instrumenta 59

Zgornje meritve prikazujejo zmogljivosti instrumenta po celotnem frekvenčnem območju. Vidimo lahko, da se drhtenje po večini giblje okrog vrednosti 40 femtosekund, nikoli pa ne preseže 50 femtosekund. Razvidno je tudi, da izhodni signali DDS, katerih frekvenca je naravni delitelj frekvence ure, ustvarijo malenkost boljši rezultat. Pri izhodnih frekvencah nad 2800 MHz deluje X4 izhodna stopnja nekoliko boljše kot X2 izhodna stopnja, kljub temu da vsebuje dodatni frekvenčni množilnik. Razlog je v tem, da mora pri uporabi X2 izhodne stopnje DDS generirati signal, ki je bližje Nyquistovemu limitu.

Če primerjamo meritev faznega šuma celotnega instrumenta s faznim šumom množilnega vezja oscilatorja (slika 5.13), lahko vidimo, da v našem primeru DDS skupaj z X4 izhodno stopnjo doda precejšnjo količino šuma. Drhtenje se tako poveča za približno 16 femtosekund. Meritev na sliki 5.8 je pokazala, da X1 izhodna stopnja prispeva le zanemarljivo količino šuma in podobno lahko sklepamo tudi za X4 izhodno stopnjo. Iz tega lahko zaključimo, da sta OCXO in DDS glavna proizvajalca faznega šuma v instrumentu.

Slika 5.13: Dodani fazni šum kontrolnega vezja z DDS in X4 izhodne stopnje

(60)

Iz spektra instrumenta z opremljeno X1 izhodno stopnjo na sliki 5.14 vidimo, da nizkoprepustno sito v stopnji uspešno zaduši frekvenčne komponente nad Nyquistovim limitom, ki jih je generiral DDS. Zaradi nelinearnosti ojačevalnika pa se pojavita dve novi komponenti pri dvokratniku in trikratniku izhodne frekvence.

Slika 5.14: Spekter instrumenta z X1 izhodno stopnjo pri izhodni frekvenci 500 MHz

(61)

5.5 Primerjava s konkurenčnimi izdelki 61

5.5 Primerjava s konkurenčnimi izdelki

Slika 5.15: Primerjava faznega šuma konkurenčnih izdelkov pri frekvenci 2998 MHz

Slika 5.15 prikazuje primerjavo meritev faznega šuma starega in novega referenčnega oscilatorja z dvema nizko-šumnima generatorjema proizvajalca Rohde & Schwarz pri frekvenci 2998 MHz. Nov instrument je bil opremljen z X4 izhodno stopnjo ter merjen izven ohišja in brez RF ščitov. Pod odmikom 10 Hz lahko vidimo, da instrumenta Rohde & Schwarz vodita z bistveno boljšim faznim šumom. Razlog je najbrž v boljših oscilatorjih, ki jih imajo na voljo. V tem območju je očitno najboljši instrument SMA100B, najslabši pa starejši RMO instrument. V območju odmika od 10 do 100 Hz se krivulje vseh instrumentov približajo druga drugi. Tukaj se najboljše obnašata instrumenta SMA100B in novi RMO-DDS prototip. Pri višjih odmikih se razlike med instrumenti zopet povečajo. Do odmika 100 kHz vodi SMA100B, nad tem odmikom pa ga prehiti stari RMO z ozko prepustnimi siti. Nad njima se večkrat prekrižata novi RMO-DDS in SMA100A. Pri odmiku nad 1 MHz vidimo, da se RMO-DDS zaradi dodanega šuma DDS bistveno oddalji od ostalih.

(62)

(63)

63

6 Zaključek

Cilj projekta je bil razviti referenčni nizko-šumni generator, ki bi pokrival potrebe sinhronizacije pospeševalnikov delcev in potrebe generične uporabe frekvenčnih generatorjev. Ključni zahtevi sta bili uporaba standardnih in lahko dostopnih komponent ter zgradba, ki zadošča potrebam večine strank brez potrebe po dodatnem prilagajanju instrumenta. Prvi pogoj je bil odlično izpolnjen z uporabo tehnologije DDS, ki je odpravila potrebo po uporabi namensko izdelanih oscilatorjev.

Odpravilo se je tudi ozko prepustna sita, ki so podaljševala proizvodnjo. Drugi pogoj je bil v večini opravljen z zasnovo treh različnih izhodnih stopenj instrumenta, ki pokrivajo vsa zahtevana frekvenčna območja.

Meritve instrumenta so potrdile, da je za relativno nizko ceno in iz široko dostopnih komponent mogoče ustvariti instrument, ki se po lastnostih približa vrhunskim instrumentom vodilnih proizvajalcev na tem področju.

Menim, da bi lahko instrument, ki smo ga razvili v zadnjem letu, služil kot osnova za nadaljnji razvoj produktov, ki bi se lahko uporabljali na mnogo širšem področju. Z dodatkom zaslona in nekaj kontrolnih gumbov ter s predelavo izhodne stopnje bi tako na primer lahko nastal nizko-šumni RF generator, primeren za splošno uporabo na vseh področjih, ki to potrebujejo. To pa obsega vse od telekomunikacij in radarskih sistemov pa do medicinskih naprav.

(64)